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現代通信原理(03-1).ppt

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現代通信原理第三章 幅度調制(1)*1單元概述 常規雙邊帶幅度調制(AM)中,已調正弦波的幅度與輸入信號成正比,不發生過載時,用包絡檢波即可恢復原始輸入信號。已調信號頻譜具有載頻分量和上下對稱的兩個邊帶。 為了節省功率,可將載波抑制,即演變為抑制載波雙邊帶調幅(DSB-SC)。其已調信號頻譜中載波分量已消失,只具有兩個邊帶,簡單的包絡檢波已不能恢復原始信號。Date2 單邊帶調制(SSB)中只傳輸雙邊帶調幅信號中的一個邊帶,因而頻道利用率提高一倍。必須采用相干解調才能恢復信號。 殘留邊帶調制(VSB)從頻域上來看是介于DSB-SC與SSB之間的一種調制方式,它保留了一個邊帶和另一邊帶的一部分。Date3單元學習提綱 (1)輸入為單頻信號時,上述調制方式的時域和頻域表達式以及它們的調制方法; (2) 包絡檢波和相干解調原理; (3) 單邊帶信號的相移法產生; (4) 殘留邊帶信號濾波法形成及互補特性; (5) 線性調制的調制和解調的一般模型;Date4 (6) 加性白色高斯噪聲(AWGN)信道中,線性調制系統采用相干解調時的抗噪聲性能; (7) 定性地了解常規調幅包絡檢波在低信噪比時出現的門限效應;模擬調制在廣播、電視中的應用。Date5第三章 幅度調制載波調制(Carrier Modulation): 將載波變換為一個載有信息的已調信號.解調(De-Modulation): 接收端從已調信號中恢復基帶信號.Date6Date7§3.1 常規雙邊帶調幅(AM)一.AM 的時域表示 幅度調制—用基帶信號f(t)去迫使高頻載波的瞬時幅度隨f(t)的變化而變化.其中ωc 為載波角頻率; θc 為載波起始相位; A0 為載波幅度Date8Date9Date10為防止過調制現象的出現,必須滿足A0+f(t)≥0, 即,|f(t)|max≤A0Date11當調制信號為單頻余弦時令 f(t)=Amcos(?mt+?m)則 SAM(t)=[A0+ Amcos(?mt+?m)]cos(?ct+?c) =A0[1+Amcos(?mt+?m)]cos(?ct+?c)其中?Am=Am/A0??1,稱為調幅指數。Date122.調制信號為確定信號時,已調信號的頻譜 SAM(t)=[A0+f(t)]cos(?ct+?c) =[A0+f(t)][ej(?ct+?c)+ e-j(?ct+?c)] 已知f(t)的頻譜為F(?),由付里葉變換 F[A0]=2A0?(?) F[f(t)ej(?ct+?c)]=F(?-?C) F[f(t)ej(?ct-?c)]=F(?+?C)Date13由此可得SAM(?)=(1/2)[2A0(?-?C)+F(?-? C)]ej?c +(1/2)[2A0(?+?C)+F(?+?C)]e-j?c令?c=0,則 SAM(?)=?A0?(?-?C)+(1/2)F(?-?C) +?A0?(?+?C)+(1/2)F(?+?C)調制前后的頻譜如圖3-2所示。Date14Date15Date16Date17Date18 我們也可以用頻域卷積來分析,得到與上式相同的結果。 由付氏變換理論可知,時域相乘對應于頻域卷積。因此,若c則有 SAM(t)=[A0+f(t)]cosct=m(t)C(T) SAM(?)=(1/2?)[M(?)*C(?)] 其中m(t)=[A0+f(t)] C(T)=cos?ct 它們的付氏變換分別為 M(?)=F[m(t)]=2?A0?(?)+F(?) C(?)=F[cosct]=?[?(?-?C)+?(?+?C)]Date19所以 SAM(?) =(1/2)[?(?-?C)+?(?+?C)]*[2?A0?(?)+F(?)] =?A0[?(?-?C)+?(?+?C)] +(1/2)[F(?-?C)+F(?+?C)]Date203、功率分配 常規雙邊帶調幅信號在1?電阻上的平均功率應等于SAM(t)的均方制。當f(t)為確知信號時,SAM(t)的均方值即為其平方的時間平均,即 SAM= E[S2AM(t)] = E{[A0+f(t)]2cos2?ct} = E[A02cos2?ct] + E[f2(t)cos2?ct]+E[2A0f(t)cos2ct]Date21設調制信號沒有直流分量,即E[f(t)]=0 此外,cos2?ct=1/2[1+cos2?ct] E[cos2?ct]=0所以 SAM=(A02/2)+(f2(t)/2)=Sc+Sf其中Sc=為載波功率,Sf=為邊帶功率。 邊帶功率部分為有效功率,所以定義調制效率為?AMDate22①當調制信號為單頻余弦時, E[f2(t)]=E[Am2cos2(?mt)] =E[Am2]+ E[Am2cos(2?mt)] =Am2/2 在臨界調制條件下, ?AM=1 A0=Am ? AM=(Am2/2)/(Am2+Am2/2)=(1/3)Date23②在各種調制信號中,調制效率最高的是幅度為 A0的方波,? AM=0.5。 Date24 4、調制信號為隨機信號時已調信號的功率譜密度 一般情況下,調制信號是隨機信號,所以要討論隨機信號的情況。 通信中,調制信號通常是平穩隨機過程。其功率譜密度與自相關函數之間是一對付氏變換關系。 Date25二.常規雙邊帶調幅的調制過程1.幅度調制的基本模型2. 調制方式Date26Date27 平衡調制器,可以完成乘法器運算,實現平衡調制。Date28 環行調制器也可以完成乘法運算,實現抑制載波的雙邊帶調幅。Date29Date30五.解調1、相干解調Date311) 相位差乘法器的輸入是:SAM(t)=[A0+f(t)]cos(ωct+θc) ; Cd(t)=cos(ωct+φ)乘法器的輸出是:Sp(t)=SAM(t)Cd(t) =[A0+f(t)]cos(ωct+θc)cos(ωct+φ) =[A0+f(t)][cos(θc-φ)+cos(2ωct+θc+φ)]/2用LPF 濾除2ωc 的分量: Sd(t)={[A0+f(t)]cos(θc-φ)}/2采用相位相干(Phase-coherent)/同步(Synchronous)解調,鎖相環技術。Date322) 頻率差本地載波 Cd(t)=cos(ωct+ ⊿ωt +θc) 輸出 Sd(t)={[A0+f(t)]cos⊿ωt}/22.非相干解調—包絡檢波(Envelope Detection)Date33Date34 常規雙邊帶調幅信號的頻譜中,存在著載波分量,這一部分載波不傳遞任何信息,傳輸效率低,能量耗費大,并干擾其它信道的信號,通常只在對線性要求較高的模擬通信中使用。 為了提高效率,較少干擾,引出了抑制載波雙邊帶調幅。Date35§3.2 抑制載波雙邊帶調幅(DSB-AM)一. 時、頻域表示時域SDSB(t)=f(t)cos(ωct+θc)Date362. 頻域Date371)線性搬移2)USB/LSB3)帶寬BDSB=2B=2fmDate38雙邊帶調幅信號的頻譜1.調制SDSB(t)=f(t)cos(ωct+θc)乘法器—平衡調制器(Balanced Modulation)Date39例:若非線性器件的輸入-輸出特性為:y=a1x+a2x2解:由圖x1=f(t)+cosωct ; x2=-f(t)+cosωcty1=a1[f(t)+cosωct ]+a2[f(t)+cosωct]2y2=a1[-f(t)+cosωct ]+a2[-f(t)+cosωct]2∴ y=y1-y2=2a1f(t)+4a2f(t)cosωctDate40經過BPF,得到第二項4a2f(t)cosωct為輸出2. 解調—相干解調:Sd(t)=f(t)cos(θc-φ)/2Date41 傳輸雙邊帶調幅信號,所需的帶寬是原調制信號的兩倍。常規調幅和抑制載波調幅具有相同的帶寬。 在帶寬資源緊張的情況下,采用單邊帶調幅。Date42
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